domingo, 30 de mayo de 2010


Nombre: Daniela Carolina Margeit Márquez
Materia: EES
Dirección Blog creado por mi:

Das Leben geht weiter so oder so...

BAW filters enable 4G/3G hotspot connections for smartphones and laptops

domingo 30 de mayo de 2010

May 26, 2010 | Jean-Pierre Joosting | 222900812
BAW filters enable 4G/3G hotspot connections for smartphones and laptopsIEEE MTT-S International Microwave Symposium 2010 — TriQuint Semiconductor has released a family of new highly-selective WiFi/WiMAX RF bulk acoustic wave (BAW) 4G filters. These BAW filters enable mobile devices to act as portable WLAN (WiFi) hotspots, and simultaneously connect directly to 4G WiMAX networks for broadband access up to 10 times faster than conventional 3G systems.
The company's innovative filters give WLAN handsets, laptops and similar products fully-mobile, high-speed WiMAX access. Individuals can use 4G WiMAX to more quickly download movies, stream video or connect with interactive gaming. Wireless system operators including Sprint Clearwire offer 4G WiMAX devices and service across more than 20 markets in the US; there are over 550 WiMAX service areas worldwide. Mobile devices with TriQuint BAW filter technology like the Sierra Wireless AirCard® W801 Mobile Hotspot (available from Sprint as the Overdrive™ 3G/4G mobile hotspot) can provide WLAN access for up to 5 connected devices. Through the AirCard W801, users may also directly access 4G WiMAX networks with their WiFi-enabled smartphone or laptop. "The Sierra Wireless AirCard W801 Mobile Hotspot combines WiFi and WiMAX into a single device to allow users to connect multiple WiFi-equipped devices – such as phones, laptops, or ebook readers – to the internet over 4G broadband connections. Since WiMAX and WiFi are adjacent in the RF spectrum, TriQuint's highly-selective filters reduce interference and let mobile devices that use both frequencies, like the AirCard W801 mobile hotspot, deliver dependable service," said Evan Jones, Vice President of Engineering for Sierra Wireless. Remarking on the critical role played by filtering in the emerging 4G WiMAX market, TriQuint Vice President Brian Balut said that without highly-selective BAW devices a "personal hot spot" would interfere with itself, severing wireless connections or otherwise rendering them unusable. Personal hotspots such as those enabled by TriQuint BAW technology are expected by market analysts to create a new segment in the 3G/4G mobile broadband sector. Market watchers including Strategy Analytics have indicated that hotspot products should see increasing consumer demand. "The devices that opened this branch of the mobile hotspot market were 3G; 4G devices were more recently introduced, so this market is beginning to evolve," remarked Chris Taylor, director, Strategy Analytics RF & Wireless Components. "Bringing 4G connections to existing 3G devices, and having the ability to access 4G by new generations of wireless and RF-enabled laptops could create an opportunity for rapid expansion; this expansion will help satisfy the growing consumer demand for faster wireless mobile broadband access." WiMAX markets today include 52 areas in the US and Canada; there are 568 worldwide. WiMAX service areas are increasing quickly according to the WiMAX Forum®, an international trade group. This is especially true in areas where quality 3G service is absent, or service quality is declining because networks are not keeping pace with subscriber growth. By offering service up to 10 times faster than 3G, 4G WiMAX service growth will accelerate, predicts the Forum. Technical details TriQuint's filter technology leadership is based on more than two decades of surface acoustic wave (SAW), temperature compensated (TC) SAW and bulk acoustic wave (BAW) innovation. SAW devices offer market-tested reliability for mobile and base station applications through 1.5 GHz. TriQuint integrated and discrete SAW devices have excelled in multiple mobile communications and broadband data markets based on their ability to offer cost-sensitive filter solutions while reducing insertion loss (greater filter efficiency) and providing the bandwidth and steepness (the ability to affect a precise signal area) that RF designers require. The BAW filters are designed for high performance at frequencies greater than 1.5 GHz. BAW technology is particularly adept at solving complex filter challenges such as enabling adjacent bands in the RF spectrum to function at the same time without interference. BAW's ability to provide steep rolloff enables one filter to reject near-in interference while maintaining excellent, low loss performance. These high frequency WiMAX/WiFi filters are featured in bills of materials by today's major WiMAX chipset reference designers including Sequans, Beceem and GCT. The filters exhibit extremely steep roll-off between passbands and rejection bands, which is the key performance factor for enabling devices that must simultaneously use WiFi and WiMAX signals. They include:
  • 885007 — 2.4 GHz ISM/WiFi passband filter with low loss and extreme steepness. The rejection band starts at the lower edge of the worldwide WiMAX/LTE band: 2496 MHz.
  • 885008 — 2.4 GHz ISM/WiFi 'notch' filter that rejects the WiFi band while maintaining low loss across the entire 2.496-2.69 GHz worldwide WiMAX/LTE band.
  • 885010 — 2.4 GHz ISM/WiFi/BT 'notch' filter that rejects the entire WiFi/BT band from 2.4 to 2.483 GHz, while passing the bands above and below this notch. This includes the WCS/WiBRO band (2.305-2.36 GHz) as well as the worldwide WiMAX/LTE band (2.496-2.69 GHz).
For further information:

Das Leben geht weiter so oder so...

Enlaces RF and Microwave Active Device Technologies

PARA MAS INFORMACION ACERCA DE RF and Microwave Active Device Technologies
Aqui los siguientes enlaces:

By Edgar Alberto Servita 18.856.338

Semiconductor Diodes

Semiconductor Diodes

The Semiconductor Diode
The semiconductor diode is a device that will conduct current in one direction only. It is the electrical equivalent of a hydraulic check valve. The semiconductor diode has the following characteristics:
·  A diode is a two-layer semiconductor consisting of an Anode comprised of P-Type semiconductor material and a Cathode which is made of N-Type semiconductor material.
·  The P-Type material contains charge carriers which are of a positive polarity and are known as holes. In the
N-Type material the charge carriers are electrons which are negative in polarity.
·  When a semiconductor diode is manufactured, the P-Type and N-Type materials are adjacent to one another creating a P-N Junction.

A bias refers to the application of an external voltage to a semiconductor. There are two ways a P-N junction can be biased.
·  A forward bias results in current flow through the diode (diode conducts). To forward bias a diode, a positive voltage is applied to the Anode lead ( which connects to P-Type material) and the negative voltage is applied to the Cathode lead ( which connects to N-Type material).
·  A reverse bias results in no current flow through the diode (diode blocks). A diode is reverse biased when the
Anode lead is made negative and the Cathode lead is made positive.

P-N Junction Characteristics
The P-N Junction region has three important characteristics:
1) The junction is region itself has no charge carriers and is known as a depletion region.
2) The junction (depletion) region has a physical thickness that varies with the applied voltage. A forward
bias decreases the thickness of the depletion region; a reverse bias increases the thickness of the depletion region.
3) There is a voltage, or potential hill, associated with the junction. Approximately 0.3 of a volt is required to forward bias a germanium diode; 0.5 to 0.7 of a volt is required to forward bias a silicon diode.

Silicon Diodes

Three characteristics must be defined for proper application or replacement of a semiconductor diode:
Voltage Rating is the maximum voltage which the diode will block in the reverse-biased mode.
·  This is expressed as the Peak-Reverse-Voltage (PRV) or Peak-Inverse-Voltage (PIV).
·  It is important to remember that this is a peak value of voltage not the root-mean-square (RMS) value. As a
"Rule -of-Thumb, to provide a margin of safety, the PIV rating of a diode should be at least 3 times the RMS voltage of the circuit.
Current Rating is the maximum current the device can carry in the forward biased direction.
Package Configuration
·  Small, low current diodes are available in an axial lead configuration. The band end is the cathode.
·  High current diodes come in a press-fit, stud- mounted, or hockey puck package.
Stud mounted diodes are available in Standard Polarity (stud cathode) and Reverse Polarity (stud anode).
Thermal Limits
·  It is essential that semiconductors operate within the device temperature ratings.
·  Semiconductor charge carriers are released thermally as well as electrically. Heat-sinking may be required during soldering and when the device is in operation to prevent thermal damage.
·  The forward resistance of a diode decreases with temperature; this results in an increase in current, which in turn produces more heat. As a result, thermal run-away can occur and destroy the semiconductor.

Unlike its predecessor, the Analog Ohmmeter, Digital Ohmmeters require
a special Diode Check Function because the current circulated by the normal Ohms Function of a digital meter is too low to adequately check a diode.
In the Diode Check Position, the reading given by a digital meter in the forward bias direction (meter positive to diode anode and meter negative to diode cathode) is actually the voltage required to overcome the internal diode junction potential. For a silicon diode this will be about 0.5 -
0.8 volt; a germanium diode will read slightly lower, about 0.3 - 0.5 volt.
Symbol Notation K (or C) = Cathode, A = Anode.

Diode Test Procedure

Caution: Ohms and Diode Check measurements can be made only on de-energized circuits! The Ohmmeter
battery provides power to make this measurement. You may need to remove the diode from the circuit to get a
reliable test. See Note below.

·  Connect leads to meter as shown - Black COM, Red W .  
·  Select the (Diode Test) function.
·  Connect the leads to the Diode-Under-Test as shown in the drawing above and verify the readings are correct for both a forward and reverse bias. (This is sometimes referred to as checking the front-to-back ratio.)
Note: Large Stud-Mounted Diodes are bolted to a heat sink and Hockey Puck Units are compressed between the heat sinks; removing them from the circuit can be time-consuming and may be unnecessary. In these situations, test the entire assembly first, then, if the assembly tests shorted, remove and test the diodes individually. Hockey
Puck Diodes must be compressed in a heat sink assembly or test fixture to be tested as they require compression to make-up the internal connections.


·  Rectification is the process of converting an Alternating Current (AC) to a Direct Current (DC).
·  In the circuits below, the DC output voltage is defined as pulsating DC because it has the same waveform as one-half cycle of the applied alternating current. It is DC because it always has the same polarity with respect to zero volts. On single-phase rectifiers, the output DC voltage goes to zero after each rectified half cycle.
·  To convert a pulsating DC to a pure DC, such as that produced by a battery or DC generator, the DC output voltage must be filtered.
·  The diode symbol points in the direction of conventional current flow (positive to negative).
·  To analyze the operation of a rectifier circuit supplied by an AC circuit, arbitrarily assign a polarity to the transformer winding and analyze the diode operation, then reverse the polarity assignment and again analyze the operation of the diode. When the anode of the diode is made positive with respect to the cathode the diode will conduct. When the anode of the diode is made negative with respect to the cathode the diode will block the flow of current.
·  When the diode is conducting, current flows through the diode and the voltage drop across the diode is very small (typically 0.5 - 0.7 volts for a silicon diode). The current flow through the load resistor produces a voltage drop across the load resistor.
·  When the diode is non-conducting, no current flows through the diode and the applied voltage appears across the diode. Because there is no current flow, there will be no voltage drop across the resistor.

Three-Phase Half-Wave Rectifier

On three-phase rectifiers, the pulsations do not return to zero as with a single phase rectifier. This reduces the amount of ripple and simplifies filtering.
A diode is forward biased when the anode is made more positive with respect to the cathode. Each of the diodes is forward biased when the voltage of the phase leading it becomes lower than the diode anode voltage and the diode is reverse biased when the voltage of the phase lagging it becomes higher that diode anode voltage.

Three-Phase Full-Wave Rectifier

Showing  rectifier transformer delta secondary only. When the diodes are replaced with SCR's, the output voltage of the rectifier can be controlled by phase-firing of the SCR's. This arrangement is referred to as a six-pulse system.

Six-Phase Systems

Some special medium-voltage rectifier transformers have dual secondary windings - one delta, the other wye - which are 30 degrees out-of-phase. The phase-to-phase voltage of the wye matches the phase voltage of the delta. The outputs are individually rectified and the rectifiers are connected in series, resulting in a six-phase system with very low ripple, that has an output voltage which is double the voltage of the individual windings. The dashed line in the corner of the delta shows the phase shift between the two windings.

By Edgar Alberto Servita 18.856.338

Controladora de RF Tecnología de Radio Frecuencia

domingo 30 de mayo de 2010

La Tecnología de Radio Frecuencia es la más adecuada para el control de movimiento de personal, maquinaria y materiales. Es utilizada en distintos tipos de aplicaciones que van desde el control de vehículos, pasando por instalaciones de peaje hasta el control de MRE de los soldados.
La Controladora RF hace que la utilización de esta tecnología sea sencilla, confiable y efectiva con relación a su costo. Esta controladora viene en dos modelos, Maestra y esclava.
La controladora RF Maestra ofrece:
  • Un gabinete de 15"X15"X15", de fibra de vidrio de uso pesado con refuerzos de metal, con una amplia variedad de opciones de montaje para usos internos o externos.
  • Una antena direccional la cual orienta el 80 % del campo de detección hacia una dirección incrementando así el alcance, reduciendo el riesgo de interferencia y mejorando la sensibilidad del lector.
  • Lectora RF de largo alcance con un rango de lectura de hasta 200'.
  • Un panel de control de acceso completamente funcional con capacidad para controlar 2 lectoras, 20.000 tarjetas, con buffer de transacciones y de descarte, antipass-back, y muchas otras características únicas.

  • Fuente protegida contra fallos de energía y picos de tensión y baterías de respaldo.
  • Censores opcionales para cerraduras, seguros o aplicaciones de alerta.
  • Sistemas de red para calibración y chequeo en campo.
  • Puerto de comunicaciones para RS232, RS485, directo, por módem o conexiones inalámbricas.
  • Software de control para conexión directa a través de una PC, teléfono o la Internet.
  • La controladora esclava tiene el mismo gabinete que la Maestra solo que en el se encuentra la lectora de RF y la antena. La controladora esclava puede funcionar con otros paneles de control de acceso.
  • Las controladoras de RF ahorran hasta un 20% en los costos de equipos, un 50% en los costos de instalación y hasta un 30% en los costos de mantenimiento.
  • Algunas de sus aplicaciones pueden verse en Entradas con Barreras, Control de Acceso a Instalaciones, Rastreo y Monitoreo de activos.
Lectoras y Tarjetas RF
Los Sistemas de Radio Frecuencia (RF) están basados en dos componentes principales, una lectora de radio frecuencia y un transponder o tarjeta. Los mismos trabajan en forma conjunta para proveer una solución para identificar personas, objetos o vehículos sin la necesidad de que la tarjeta tenga un contacto físico. En estos sistemas la tarjeta no tiene que estar en contacto visual con la lectora y funcionan muy bien en ambientes industriales o con mucho polvo o suciedad.
Básicamente la tarjeta de RF es un transmisor compuesto por una antena, un microchip y una batería. La información es almacenada en la tarjeta, la cual puede ser tan pequeña como un número de identificación o tan grande como kilo bites de datos.
La información codificada en la tarjeta es convertida en un campo electromagnético por el microchip y transmitida a través de la antena en intervalos predefinidos.
La lectora esta compuesta por una antena, un receptor de radio frecuencia y un procesador. La antena recolecta la energía electromagnética transmitida por la tarjeta y se la pasa al receptor. El procesador decodifica la información recibida y se la pasa a la PC controladora o al panel de control. Los rangos de distancia de lectura pueden ser programados a través del software propietario. Diferentes tipos de antenas pueden ser conectados a la lectora para configurar el campo de recepción.
Amtel ofrece dos tipos diferentes de dispositivos de RF, los primeros operan en el espectro de UHF (modelos MF – 251-MF, 252-MF-WG, 252-MF1, 252-MF2 & 252-MF3) y los otros en el espectro de microondas (modelo 1501 – 251-RFH-1501).
Controladora de RF Tecnología de Radio Frecuencia

Das Leben geht weiter so oder so...

Metalorganic vapor phase epitaxy of high-quality GaAs0.5Sb0.5

Metalorganic vapor phase epitaxy of high-quality GaAs0.5Sb0.5
and its application to heterostructure bipolar transistors

We report the growth and characterization of high-quality InP/GaAs0.5Sb0.5 /InP heterostructures and their application to double-heterojunction bipolar transistors ~DHBT!. The GaAs0.5Sb0.5 layer quality was evaluated by high-resolution x-ray diffraction ~XRD!, low-temperature photoluminescence ~PL!, and atomic force microscopy ~AFM!. The observed 4.2 K PL linewidth was 7.7 meV and XRD rocking curves matched those of dynamical scattering simulations. In contrast to previously reported InP/GaAs0.5Sb0.5 /InP DHBTs, the present devices show nearly ideal base and collector currents, low turn-on and collector offset voltages, and a high current gain.
Self-aligned DHBTs exhibit a cutoff frequency over 75 GHz and common-emitter current gain greater than 100 at 300 K.

GaAs0.5Sb0.5 lattice matched to InP substrates is a promising base material for NpN double heterojunction bipolar
transistors1,2 ~DHBTs! because of the very favorable band alignment at the InP/GaAs0.5Sb0.5 heterojunction. Recent low temperature photoluminescence measurements indicate that the GaAs0.5Sb0.5 conduction band is about ;180 meV above that of InP.3 The valence band offset is about 760 meV between GaAsSb and InP,3 which is two times larger than that of InGaAs/InP ~378 meV!. The large valence band offset effectively blocks hole back injection into the emitter. This band lineup eliminates any possible collector current blocking effect at the base-collector junction,4 and electrons are thus injected ballistically from the GaAs0.5Sb0.5 base to the InP collector. Wide band gap InP collector HBTs can then be grown without compositional grading at the base/collector junction, thus greatly simplifying device design and fabrication.
GaAsSb layers have been grown by metalorganic vapor phase epitaxy ~MOVPE!,1,2,5–8 but only Bhat et al.1 and Mc-
Dermott et al.2 reported the implementation of HBT prototypes based on this material system. These seminal reports of GaAsSb/InP HBTs featured poor junction ideality factors ~1.26–2.4! and a low current gain of about 22,1,2 which was then attributed to acceptor-like deep levels in the GaAs0.5Sb0.5 base layer. In addition, there are few reports concerning the optical properties of GaAsSb grown by MOVPE. In this letter, we report the growth and characterization of high-quality GaAs0.5Sb0.5 layers. Our InP/GaAsSb/ InP DHBTs show significantly improved direct current ~DC! and radio frequency ~RF! device characteristics. Epitaxial layers were grown in a horizontal reactor with a H2 total flow of 6 SLM at a reactor pressure of 100 Torr. Trimethylindium ~TMIn!, triethylgallium ~TEGa!, tertiarybutylarsine ~TBAs!, tertiarybutylphosphine ~TBP!, and trimethylantimony  ~TMSb! were used as precursors. N-type doping was accomplished with H2S ~200 ppm in H2) and p type by CCl4 ~500 ppm in H2). The susceptor was kept at 560 °C by a resistance heater. The growth rates were ;1.0mm/h for InP, and ;1.3mm/h for undoped GaAs0.5Sb0.5 . The substrates were ~001! exactly oriented InP ''Epi-Ready'' Sumitomo wafers. At the GaAsSb/InP interface, both group III and V elements change. In order to facilitate the gasswitching scheme, a thin InGaAs interface layer of less than
100 Å is inserted. At the InGaAs to GaAsSb interface, TEGa was switched to the run line after one second of TBAs and TMSb purging. Detailed studies on the interface layer will be reported elsewhere. With a nominal V/III ratio of 2, the Sb distribution coefficient for undoped GaAsSb layers lattice matched to InP is approximately equal to 0.9. This facilitates composition control for GaAs12xSbx . As the V/III ratio increases, the distribution coefficient decreases.5,6 Under these growth conditions, mirror-like surfaces were obtained for GaAs0.5Sb0.5 grown on InP substrates. A typical atomic force microscopy ~AFM! image of a GaAs0.5Sb0.5 surface is shown in Fig. 1~a! after 700 Å of growth. The root mean square ~RMS! surface roughness is less than 5 Å, but the surface is clearly textured. The reason for the unusual GaAsSb morphology is not clear yet. After the overgrowth of 1000 Å InP on the GaAsSb layer, the surface texture disappears and atomic steps are clearly observed, as shown in Fig. 1~b!. Figure 2 shows the ~004! High resolution x-ray diffraction ~XRD! curve for a 700 Å GaAsSb layer grown on InP: no signs of phase separation can be detected. The XRD peak width is comparable to that simulated by the dynamical x-ray diffraction theory. This clearly shows that high-quality GaAsSb can be grown although a large miscibility gap is predicted at this composition.

By Edgar Alberto Servita 18.856.338


domingo 30 de mayo de 2010

1. Introducción
􀀉 La amplificación es una de las funciones más básicas y relevantes en los
circuitos de microondas.
􀀯 Los primeros amplificadores de microondas utilizaban tubos y
válvulas, como el klystron o los tubos de onda progresiva (TWT).
􀀯 El desarrollo de la física del estado sólido con materiales
semiconductores permitió la aplicación de dispositivos de dos
terminales como amplificadores. Es el caso de los diodos túnel y de
avalancha (Gunn e IMPATT son los ejemplos más destacados).
􀀯 Sin embargo, a partir de los años 70, la mayoría de los
amplificadores utilizan dispositivos de tres terminales. Primero
fueron los transistores de unión bipolar, con substrato de silicio
(BJT). Posteriormente, los de efecto de campo (FET), con sustrato
de GaAs (MESFET).
􀀯 Durante estas últimas décadas el desarrollo ha sido espectacular,
sobre todo en la obtención de compuestos pseudomórficos y de
heterouniones, cuyos logros más destacados han sido el transistor
bipolar de heterounión (HBT) y el transistor de alta movilidad
electrónica (HEMT).
􀀉 En la sigiuente tabla se resumen las características más destacadas de los
principales transistores de microondas:

En este capítulo nos centraremos en los amplificadores de estado sólido.

2. Dispositivos de estado sólido en microondas
􀀉 Sin que se pretenda hacer un estudio riguroso de la física del estado sólido
de los semiconductores, para abordar el estudio de los amplificadores de
microondas es preciso recordar ciertas nociones básicas.
􀀉 Los tres semiconductores más empleados son el silicio, el germanio y el
galio. Tomando como ejemplo el silicio, su estructura cristalina consiste
en una repetición tridimensional de una célula unitaria en forma de
tetraedro, con un átomo en cada vértice. Cada átomo tiene 14 electrones,
cuatro de los cuales son de valencia.

􀀉 Para formar compuestos estables, los átomos se asocian compartiendo,
cediendo o aceptando electrones de otros átomos para completar 8
electrones en el nivel más externo.
􀀉 Cuando dos átomos comparten varios electrones, al no alterarse las cargas
eléctricas respectivas, no se producen iones ni se mantienen dichas
uniones atómicas por atracción electrostática. A esto se le llama enlace
covalente. Los electrones de valencia sirven de unión de un átomo con el
siguiente, quedando fuertemente unidos al núcleo. A pesar de la
disponibilidad de cuatro electrones de valencia, pocos de ellos están libres
para contribuir a la conducción.

􀀉 A temperatura muy baja (digamos 0 ºK), el cristal semiconductor se
convierte en un buen dieléctrico, al no haber disponible ningún portador
de carga libre. Sin embargo, a temperatura ambiente algunos de los
enlaces covalentes se rompen, debido a la energía térmica, que puede
provocar que algún electrón quede libre para circular al azar por el
cristal. En enlace covalente incompleto se denomina hueco.
􀀉 Desde el punto de vista cuántico, la energía térmica confiere a cada
electrón una cierta cantidad de movimiento. Para cada cantidad de
movimiento sólo existe un conjunto discreto de energías accesibles,
llamadas bandas de energía, que se pueden representar ante la cantidad
de movimiento (cuasi impulso).

􀀉 Si en la situación descrita se aplica al cristal un campo eléctrico
constante, como resultado de las fuerzas electrostáticas, los electrones se
aceleran y la velocidad crecería indefinidamente con el tiempo, si no
fuera porque se producen colisiones con los iones de la red cristalina. En
cada colisión inelástica con un ion, cambia la cantidad de movimiento del
electrón (tanto en dirección como en velocidad), lo que puede provocar
cambios en el estado de la energía del electrón. Los cambios más
frecuentes tienen lugar entre las bandas de valencia y de conducción. En
este caso, el cambio en la cantidad de movimiento hace que un electrón
libre pase a ocupar un enlace covalente que estaba incompleto. Se trata
del proceso recombinación electrón-hueco.
􀀉 En cada colisión la velocidad del electrón se reduce a cero, en promedio.
Si el mínimo de la banda de conducción y el máximo de la banda de
valencia están alineados, las transiciones son verticales, y la cantidad de
movimiento del portador no cambia. Se trata de semiconductores de
transición directa, como el GaAs. Si ambos extremos no están alineados, la
red cristalina absorbe o cede la cantidad de movimiento correspondiente a
la diferencia de energía entre el mínimo de la banda de conducción y el
máximo de la banda de valencia. Se trata de semiconductores de
transición indirecta, como el Si.
􀀉 Tras múltiples colisiones no recombinantes, se alcanza una situación de
equilibrio y el electrón se mueve a una velocidad de desplazamiento (o de
arrastre) cuya dirección es opuesta a la del campo: v = μ E d , siendo μ la
movilidad electrónica del portador.

􀀉 Para aumentar el número de portadores de corriente se introducen
impurezas sobre el conductor intrínseco. En el caso del Si se emplean
impurezas pentavalentes (como el Sb, P y As). Estas impurezas producen
electrones en exceso, denominándose donadoras, y dan lugar a
semiconductores tipo n. En el caso del GaAs se utilizan como sustancias
donadoras impurezas de Si en sustitución de átomos de Ga.
􀀉 También se pueden dopar los semiconductores con sustancias aceptoras
para aumentar el número de huecos. En el caso del Si se emplean
impurezas de B, In y Ga. En el caso del GaAs, se sustituyen átomos de Ga
con elementos del grupo II (Be, Mg). Se trata de semiconductores de tipo
p. No obstante, en las tecnologías derivadas del GaAs, estos no tienen
aceptación, pues la movilidad electrónica de los huecos es muy baja.
2.1. Diodos semiconductores
􀀉 Cuando un semiconductor presenta simetría de traslación en torno a cierto
eje, se acostumbra a representar el diagrama de bandas de energía, no
ante la cantidad de movimiento, sino ante la dimensión longitudinal. En la
figura se representa el mínimo de la banda de valencia y el máximo de la
banda de conducción de un semiconductor tipo n y otro de tipo p.

􀀉 El carácter tipo p ó n de un semiconductor intrínseco depende de la
posición relativa del nivel de Fermi entre las bandas de valencia y
conducción. En un semiconductor tipo p el nivel de Fermi está más
próximo a la banda de valencia que a la de conducción. En uno tipo n,
ocurre lo contrario.
􀀉 Cuando se ponen en contacto un semiconductor de tipo p con uno de tipo
n, el exceso de huecos en la zona p provoca una corriente de difusión de
huecos que se desplaza hacia la zona n, al tiempo que otra corriente de
difusión de electrones viaja desde la zona n, en la que son mayoritarios, a
la zona p. Cada hueco que pasa a la zona n deja en la zona p una carga
ligada o ion fijo de impureza aceptora, mientras que los electrones que se
dirigen a la zona p dejan en la región n iones fijos de impurezas
􀀉 En esta situación tiene lugar el proceso de formación de una región de
carga espacial, formada por iones no compensados a ambos lados de la
unión, que provoca la aparición de un campo eléctrico que tiende a
desplazar a los huecos en el sentido del campo, y a los electrones en
sentido contrario. Aparece entonces una corriente de arrastre que se
opone a la de difusión.
􀀉 Cuando se alcanza la situación de equilibrio, los flujos de difusión y
arrastre se compensan y se crea una región de deplexión, vacía de
portadores de carga libres.

􀀉 Desde el punto de vista cuántico, el diagrama de bandas de energía de la
unión p-n adopta la forma que se indica en la figura. Resulta útil
considerar a los electrones como partículas pesadas, por lo que tienden a
ocupar los niveles inferiores de la banda de conducción, mientras que los
huecos pueden asimilarse a burbujas dentro de un líquido, por lo que
tienden a ocupar los estados superiores de la banda de valencia. De esta
manera, la curvatura del diagrama de bandas se opone a la difusión de los
portadores mayoritarios. Este fenómeno se conoce como barrera de
􀀯 Si se aplica una diferencia de potencial positiva entre el cristal p y
el n, la barrera energética disminuye por debajo del valor de
equilibrio térmico. En este caso, el campo eléctrico no es lo
suficientemente intenso para impedir el flujo de portadores
mayoritarios hacia la zona donde son minoritarios, estableciéndose
una corriente que crece rápidamente con el potencial aplicado.
􀀯 Si la diferencia de potencial es negativa, la región de carga espacial
se hace más ancha. Los flujos de arrastre se hacen mayores que los
de difusión, estableciéndose una corriente inversa muy débil,
provocada por el paso de los portadores minoritarios a la zona
donde son mayoritarios.
􀀉 Ambos tipos de polarización se utilizan para conseguir amplificación en
circuitos de microondas.

2.1.1. Diodos de efecto Gunn. Dispositivos de transferencia
de electrones.
􀀉 Determinados semiconductores, como el GaAs o el InP presentan un
diagrama de bandas de energía con la presencia de varios valles en la
banda de conducción próximos entre sí. Cuando la intensidad de campo es
fuerte, se produce la transferencia de electrones al mínimo más alto de la
banda de conducción.
􀀉 La masa efectiva de los electrones es mayor en los niveles energéticos
superiores. Por tanto, la movilidad electrónica es menor que en los niveles
más bajos de energía.
􀀉 Como la conductividad depende de la movilidad electrónica, existe una
rango de intensidades de campo eléctrico en el cual se produce
transferencia de electrones desde un nivel bajo de energía a uno más alto,
de tal manera que la movilidad promedio, y con ella la conductividad,
decrecen cuando se aumenta la intensidad de campo.

􀀉 Este fenómeno se conoce como efecto Gunn, en honor a su descubridor, y
los dispositivos que lo exhiben se denominan diodos Gunn o dispositivos de
transferencia de electrones (TED). No obstante, debe quedar claro que no
se trata de diodos de unión p-n, sino que constan de un solo bloque
semiconductor (bulk).
􀀉 Si se representa la característica tensión-corriente de estos dispositivos,
se aprecia que la región en la que aparece dicho efecto, exhibe una
resistencia dinámica negativa. Dado que los dispositivos con resistencia
negativa se pueden modelar como fuentes de tensión controladas por
corriente, estos dispositivos se pueden utilizar para construir
amplificadores de microondas.
􀀉 El efecto Gunn puede provocar, a su vez, oscilaciones autosostenidas,
debido a que los electrones son acelerados y frenados a su paso por el
diodo, lo que también los habilita para el diseño de osciladores de
􀀯 Para conseguir este modo de funcionamiento, se polariza el diodo
ligeramente por debajo de la tensión de umbral V1. Si en estas
condiciones, en cualquier punto del dispositivo el campo eléctrico
supera el umbral, entonces se produce la transferencia de
electrones al valle superior, donde la movilidad acusa un descenso.

􀀯 Se forma en este caso un pequeño dominio dipolar (dipole domain),
al tener una región en la que se acumula la carga, y otra de
deplexión. Este pequeño dipolo crea un campo que se suma con el
de polarización, haciendo que el campo total en el dominio dipolar
se eleve. Como la tensión aplicada es constante, el campo fuera
del dominio dipolar baja y se estabiliza por debajo del umbral.
􀀯 Cuando el dipolo alcanza el extremo del ánodo, se produce un pico
de corriente en los terminales del diodo, lo que eleva
momentáneamente el campo por encima del umbral, haciendo que
se forme un nuevo dipolo en el cátodo y que el proceso se repita
una vez más. La frecuencia de oscilación es: 1/ f = L vd , donde vd
representa la velocidad de arrastre del dipolo y L la longitud del
diodo. A temperatura ambiente, esta velocidad de arrastre
saturada es del orden de 107 cm/s para el caso de GaAs. Por tanto,
la longitud de la región activa, para una frecuencia de operación
típica de 10 GHz (banda X) es:

􀀯 Como el diodo Gunn se comporta como un dispositivo de corriente
constante, el circuito de polarización requiere una tensión
constante, para lo que se utiliza con frecuencia la disposición
mostrada en la figura.

2.1.2. Diodos de efecto avalancha.
􀀉 Cuando en una unión p-n la tensión de polarización inversa es importante,
un portador generado térmicamente se desplazará debido a la corriente
de arrastre. En su movimiento, los portadores pueden adquirir tal energía
que al colisionar con un ion de la red impriman suficiente energía para
romper un enlace covalente. De esta forma, cada nuevo portador produce
portadores adicionales (multiplicación de avalancha). El resultado es una
corriente de saturación inversa elevada.
􀀉 Los diodos de microondas basados en este principio se conocen con los
siguientes nombres:
􀀯 IMPATT (IMPact ionization Avalanche Transit Time): unión p+nin+
􀀯 BARRITT (BARRier Injection Transit Time): unión p+np+
􀀯 TRAPATT (TRApped Plasma Triggered Transit): unión p+nn+
􀀉 El diodo IMPATT (también conocido como diodo Read) se suele operar en
régimen pulsante, polarizándose negativamente, con una tensión de DC
próxima a la de ruptura, y una señal de RF superpuesta, de tal manera que
durante los semiciclos positivos de RF se produce la avalancha.

􀀯 En los semiciclos positivos de RF, el campo eléctrico en la zona de
avalancha aumenta, así como la tasa de generación de nuevos
portadores por efecto de la multiplicación, así que se produce un
pico en la corriente de avalancha. Incluso después de haber
alcanzado la tensión de RF su valor máximo, la corriente de
avalancha sigue creciendo, ya que el número de portadores de
carga sigue creciendo.
􀀯 Tan sólo una vez iniciado el semiciclo negativo de RF, el proceso de
multiplicación de avalancha se detiene. Pero los portadores de
carga que se han creado durante el semiciclo anterior deben
atravesar todavía la región de arrastre, lo que induce en el circuito
una corriente externa que tiene un desfase superior a 90º con la
señal de RF. Como tensión y corriente se encuentran
prácticamente en contrafase, el diodo exhibe una resistencia
negativa, comportándose como un dispositivo activo.

􀀯 Como el diodo IMPATT se comporta como un dispositivo de tensión
constante, el circuito de polarización requiere una corriente
constante, para lo que se utiliza con frecuencia un transistor
regulador de corriente, como el mostrado en la figura.
2.2. Transistores bipolares
􀀉 El transistor bipolar consiste en dos uniones p-n encapsuladas en el mismo
sustrato. Se llaman bipolares por existir dos tipos de portadores:
electrones y huecos. Aunque existen dos dispositivos duales, denominados
npn y pnp, en microondas se prefieren los primeros, al tener mayor
movilidad electrónica los electrones que los huecos.
􀀉 Los tres terminales se denominan emisor (E), base (B) y colector (C). En el
emisor, la densidad de dopado suele ser alta, de manera que cuando la
unión BE se polariza directamente, un importante flujo de difusión alcanza
la base del transistor.
􀀉 Para que no se pierdan electrones por recombinación en la base, el
espesor de ésta se hace muy pequeño (~ 0.1 μm), y la unión CB se polariza

􀀉 Bajo polarización inversa de la unión CB, los electrones son barridos al
interior del colector, contribuyendo a la corriente. Por otra parte, los
electrones que se generan térmicamente en la base, por efecto de la
corriente de arrastre, son barridos hacia el colector, sumándose a la
corriente de inyección de la unión BE.
􀀉 En microondas, su realización suele ser interdigital multidedo, con el
objeto de tener unos tiempos de tránsito razonables a través de la base y
suficiente área de emisor.

􀀉 A la hora de integrar un transistor de microondas en un amplificador, se
suele partir de la medida de sus parámetros S a distintas frecuencias, con
lo cual se puede sintetizar un modelo circuital equivalente. En el caso de
los transistores bipolares, el más frecuente es el indicado en la figura.
􀀉 Como figura de mérito, se suele caracterizar un transistor de microondas
por su frecuencia de transición fT, que se define como la frecuencia a la
que la ganancia de corriente con salida en cortocircuito se hace la unidad.
􀀯 Para el caso unilateral, puede suponerse Ccb' = 0, en cuyo caso:

􀀯 Se suele expresar también T ec f = 1τ , siendo ec e b c τ =τ +τ +τ el
tiempo de tránsito emisor-colector. De los tres tiempos, el más
crítico es el tiempo de tránsito a través de la base, pues el emisor
está altamente dopado.

􀀉 El ruido en un transistor bipolar es de naturaleza térmica, y se genera en
las resistencias de los electrodos. También presenta ruido de disparo
(shot), debido a la fluctuación de los portadores al atravesar las uniones
semiconductoras. El flujo de portadores de carga a través de una unión p-n
dista mucho de ser continua, sino que se asemeja a las gotas de lluvia
cuando caen sobre un techo de aluminio. El ruido shot, al igual que el
ruido térmico, se asemeja al ruido blanco, pero es proporcional a las
corrientes de polarización en DC. Por este motivo, los transistores
bipolares de microondas se polarizan en una región con pequeña
polarización en DC. El mínimo factor de ruido en un BJT puede
aproximarse por la expresión:

􀀯 Este factor de ruido sólo se puede alcanzar bajo apropiadas
condiciones de polarización.
􀀉 Como redes de polarización se utilizan circuitos que permitan, por un
lado, independencia a los cambios de temperatura y a las variaciones de
los parámetros del transistor, y por otro, que el circuito de polarización
quede aislado de los circuitos de alta frecuencia, de tal manera que las
señales de microondas no fluyan por el circuito de polarización.
􀀯 El primer objetivo se puede alcanzar incorporando realimentación
DC en el circuito de polarización.
􀀯 El segundo objetivo se puede satisfacer introduciendo elementos
inductivos (choke) en serie con los componentes DC, que no dejan
pasar las altas frecuencias, y elementos capacitivos en paralelo
(by-pass) con los componentes DC, para que las corrientes de alta
frecuencia se deriven por los elementos capacitivos y no afecten a
las redes de polarización.

2.3. Transistores de efecto de campo
􀀉 Formados por un canal tipo n, se puede obligar a que los portadores
mayoritarios, electrones, fluyan a lo largo del canal aplicando una
diferencia de potencial entre los terminales de drenador (D) y fuente (S).
El tercer terminal, llamado puerta (G), se forma conectando
eléctricamente dos zonas con dopado p+.

􀀉 Las regiones de puerta y canal forman una unión p-n que en su
funcionamiento se mantiene con polarización inversa mediante una
tensión VGS < 0 y VDS > 0. Debido a la región de carga espacial que se forma
a ambos lados del canal cuando la unión p-n se polariza inversamente, el
ancho efectivo del canal disminuye al aumentar la polarización inversa,
pudiendo incluso llegar a obstruirse completamente.
􀀉 En consecuencia, para una determinada tensión VDS, la corriente que
alcanza al drenador depende de la tensión que modula la anchura del
􀀉 Si para cierta tensión VGS el canal está abierto, para valores bajos de VDS,
la corriente ID dependerá linealmente de VDS, pero conforme aumenta VDS
la unión p-n se polariza inversamente, provocando que la región de carga
espacial reduzca la anchura del canal. A medida que aumenta VDS la
corriente deja de crecer con VDS y se hace independiente de esta tensión.
􀀉 Los transistores de efecto de campo en microondas suelen hacerse con
sustratos de GaAs, al tener mejor movilidad electrónica. La configuración
típica es una unión metal-semiconductor (MESFET), que reemplaza la
unión puerta-canal. Para alcanzar frecuencias muy altas (100 GHz) se
utilizan longitudes de puerta del orden de 0.2 μm.
􀀉 Los electrones tienen mayor energía, en promedio, en el semiconductor
que en el metal. Por tanto, el contacto metal-semiconductor produce una
transferencia de electrones del semiconductor al metal, el cual queda
cargado negativamente. Esta presencia de carga produce un campo
eléctrico que atrae los electrones en sentido contrario, alcanzándose una
situación de equilibrio.

􀀉 El circuito equivalente de un transistor de efecto de campo de microondas
es el que se indica en la figura, junto con los valores típicos de sus
parámetros, que se ajustan a partir de las medidas de los parámetros S.
􀀉 La frecuencia de transición, en el caso unilateral, se puede expresar

􀀉 Se suele expresar también T s g f = v L , donde vs es la velocidad de
saturación de los electrones y Lg la longitud de la puerta.

􀀉 En un MESFET, al no haber uniones p-n, no existe ruido shot, aunque sí
ruido térmico y ruido flicker, Este último tiene una respuesta en
frecuencia del tipo 1/f, por lo que en microondas no suele afectar. El
minimo factor de ruido que puede alcanzarse con un transistor MESFET
puede aproximarse por la siguiente expresión:

􀀉 En cuanto a las redes de polarización, en aplicaciones de pequeña señal,
la mejor respuesta frente al ruido se obtiene cuando la corriente DC es un
20 % de la de saturación para VGS = 0. No obstante, para pequeños valores
de la corriente, la transconductancia se reduce, y con ella la ganancia,
por lo que siempre existe un compromiso. En la figura se indican dos
posibles redes de polarización.

􀀉 HBT y HEMT son la siglas de Heterojunction Bipolar Transistor y High
Electron Mobility Transistor, respectivamente. Se trata de dispositivos de
tres terminales formados por la combinación de diferentes materiales con
distinto salto de banda prohibida (gap band). Las heteroestructuras que se
utilizan suelen ser compuestos de GaAs – AlGaAs.

􀀉 En el caso del HBT, el empleo de materiales en el emisor con un salto de
banda prohibida mayor que los de la base proporciona un desplazamiento
de las bandas en la heterointerfaz que favorece la inyección de electrones
en la base, mientras que se retarda la inyección de huecos en el emisor.

􀀉 El empleo de heteroestructuras permite dotar a los transistores de efecto
de campo de canales con alta movilidad electrónica. Los dispositivos
resultantes reciben el nombre de HEMT. Debido al mayor salto de banda
prohibida del AlGaAs comparado con las regiosnes adyacentes de AsGa, los
electrones libres se difunden desde el AlGaAs en el GaAs y forma un gas
electrónico bidimensional en la heterointerfaz. Una barrera de potencial
confina los electrones libres en una lámina muy estrecha.

Das Leben geht weiter so oder so...