Hybrid integrated circuit HIC

A hybrid integrated circuit, HIC, hybrid microcircuit, or simply hybrid is a miniaturized electronic circuit constructed of individual devices, such as semiconductor devices (e.g. transistors and diodes) and passive components (e.g. resistors, inductors, transformers, and capacitors), bonded to a substrate or printed circuit board (PCB). Hybrid circuits are often encapsulated in epoxy, as shown in the photo. A hybrid circuit serves as a component on a PCB in the same way as a monolithic integrated circuit; the difference between the two types of devices is in how they are constructed and manufactured. The advantage of hybrid circuits is that components which cannot be included in a monolithic IC can be used, e.g., capacitors of large value, wound components, crystals.

Fig. 1 An (orange-epoxy) encapsulated hybrid circuit on a printed circuit board.

Thick film technology is often used as the interconnecting medium for hybrid integrated circuits. The use of screen printed thick film interconnect provides advantages of versatility over thin film although feature sizes may be larger and deposited resistors wider in tolerance. Multi-layer thick film is a technique for further improvements in integration using a screen printed insulating dielectric to ensure connections between layers are made only where required. One key advantage for the circuit designer is complete freedom in the choice of resistor value in thick film technology. Planar resistors are also screen printed and included in the thick film interconnect design. Resistor pastes are available in decade values usually in value steps of 10 ohms, 100 ohms, 1000 ohms (1 kilohm), 10 kilohms, 100 kilohms and 1 Megohm. Adjacent decade values in this series may be carefully blended to provide an almost infinite variation of intermediate paste values. The final resistor value is determined by design and can be adjusted by laser trimming. Once the hybrid circuit is fully populated with components, fine tuning prior to final test may be achieved by active laser trimming.

Some modern hybrid circuit technologies, such as LTCC-substrate hybrids, allow for embedding of components within the layers of a multi-layer substrate in addition to components placed on the surface of the substrate. This technology produces a circuit that is, to some degree, three-dimensional.

In the early days of telephones, separate modules containing transformers and resistors were called hybrids or hybrid coils; they have been replaced by semiconductor integrated circuits.

In the early days of transistors the term hybrid circuit was used to describe circuits with both transistors and vacuum tubes; e.g., an audio amplifier with transistors used for voltage amplification followed by a vacuum tube power output stage, as suitable power transistors were not available. This usage, and the devices, are obsolete, however amplifiers that use a tube preamplifier stage coupled with a solid state output stage are still in production, and are called hybrid amplifiers in reference to this.

Fuente: http://wapedia.mobi/en/Hybrid_Integrated_Circuit
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German Martinez Duarte
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High Electron Mobility Transistor HEMT

High Electron Mobility Transistors (HEMTs), also known as heterostructure FETs (HFETs) or modulation-doped FETs (MODFETs), are field effect transistors incorporating a junction between two materials with different band gaps (i.e., a heterojunction) as the channel instead of a doped region, as is generally the case for MOSFETs. A commonly used material combination is GaAs with AlGaAs, though there is wide variation, dependent on the application of the device. Devices incorporating more indium generally show better high-frequency performance, while in recent years, gallium nitride HEMTs have seen a massive increase in research effort, due to their high-power performance.

Fig 1. Cross section of a GaAs/AlGaAs/InGaAs pHEMT

Fig. 2 Band structure in GaAs/AlGaAs heterojunction based HEMT

In general, to allow conduction, semiconductors are doped with impurities to generate mobile electrons. However, these electrons are slowed down through collisions with the impurities (dopants) used to generate them in the first place. HEMTs avoid this through the use of high mobility electrons generated using the heterojunction of a highly-doped wide-bandgap n-type donor-supply layer (AlGaAs in our example) and a non-doped narrow-bandgap channel layer with no dopant impurities (GaAs in this case).

The electrons generated in the thin n-type AlGaAs layer drop completely into the GaAs layer to form a depleted AlGaAs layer, because the heterojunction created by different band-gap materials forms a quantum well (a steep canyon) in the conduction band on the GaAs side where the electrons can move quickly without colliding with any impurities because the GaAs layer is undoped, and from which they cannot escape. The effect of this is to create a very thin layer of highly mobile conducting electrons with very high concentration, giving the channel very low resistivity (or to put it another way, "high electron mobility"). This layer is called a two-dimensional electron gas. As with all the other types of FETs, a voltage applied to the gate alters the conductivity of this layer.

Ordinarily, the two different materials used for a heterojunction must have the same lattice constant (spacing between the atoms). As an analogy, imagine pushing together two plastic combs with a slightly different spacing. At regular intervals, you'll see two teeth clump together. In semiconductors, these discontinuities are a kind of "trap", and greatly reduce device performance.

A HEMT where this rule is violated is called a pHEMT or pseudomorphic HEMT. This is achieved by using an extremely thin layer of one of the materials - so thin that the crystal lattice simply stretches to fit the other material. This technique allows the construction of transistors with larger bandgap differences than otherwise possible, giving them better performance.

Another way to use materials of different lattice constants is to place a buffer layer between them. This is done in the mHEMT or metamorphic HEMT, an advancement of the pHEMT. The buffer layer is made of AlInAs, with the indium concentration graded so that it can match the lattice constant of both the GaAs substrate and the GaInAs channel. This brings the advantage that practically any Indium concentration in the channel can be realized, so the devices can be optimized for different applications (low indium concentration provides low noise; high indium concentration gives high gain).

Applications are similar to those of MESFETs - microwave and millimeter wave communications, imaging, radar, and radio astronomy - any application where high gain and low noise at high frequencies are required. HEMTs have shown current gain to frequencies greater than 600GHz and power gain to frequencies greater than 1THz. (Heterojunction bipolar transistors were demonstrated at current gain frequencies over 600 GHz in April 2005.) Numerous companies worldwide develop and manufacture HEMT-based devices. These can be discrete transistors but are more usually in the form of a 'monolithic microwave integrated circuit' (MMIC). HEMTs are found in many types of equipment ranging from cellphones and DBS receivers to electronic warfare systems such as radar and for radio astronomy.

The invention of the HEMT is usually attributed to Takashi Mimura (三村 高志) (Fujitsu, Japan). However, Ray Dingle and his co-workers in Bell Laboratories also played an important role in the invention of the HEMT.

Fuente: http://wapedia.mobi/en/HEMT

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German Martinez Duarte
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Monolithic microwave integrated circuit

MMIC s, or Monolithic Microwave Integrated Circuit s, are a type of integrated circuit (IC) device that operates at microwave frequencies (300 MHz to 300 GHz). These devices typically perform functions such as microwave mixing, power amplification, low noise amplification, and high frequency switching. Inputs and outputs on MMIC devices are frequently matched to a characteristic impedance of 50 ohms. This makes them easier to use, as cascading of MMICs does not then require an external matching network. Additionally most microwave test equipment is designed to operate in a 50 ohm environment.

MMICs are dimensionally small (from around 1 mm² to 10 mm²) and can be mass produced, which has allowed the proliferation of high frequency devices such as cellular phones. MMICs were originally fabricated using gallium arsenide (GaAs), a III-V compound semiconductor. It has two fundamental advantages over Silicon (Si), the traditional material for IC realisation: device (transistor) speed and a semi-insulating substrate. Both factors help with the design of high frequency circuit functions. However, the speed of Si-based technologies has gradually increased as transistor feature sizes have reduced and MMICs can now also be fabricated in Si technology. The primary advantage of Si technology is its lower fabrication cost compared with GaAs. Silicon wafer diameters are larger (typically 8" or 12" compared with 4" or 6" for GaAs) and the wafer costs are lower, contributing to a less expensive IC.

Photograph of a GaAs MMIC (a 2-18GHz upconverter)

Other III-V technologies, such as Indium Phosphide (InP), have been shown to offer superior performance to GaAs in terms of gain, higher cutoff frequency, and low noise. However they also tend to be more expensive due to smaller wafer sizes and increased material fragility.

Silicon Germanium (SiGe) is a Si-based compound semiconductor technology offering higher speed transistors than conventional Si devices but with similar cost advantages.

Gallium Nitride (GaN) is also an option for MMICs. Because GaN transistors can operate at much higher temperatures and work at much higher voltages than GaAs transistors, they make ideal power amplifiers at microwave frequencies.

Circuit Design and Device Modeling

GaAs-HBT-MMICs up to 80 GHz

Circuits for frequencies up to 80 GHz are realized using the FBH GaAs-HBT-MMIC process. The focus is on low phase-noise monolithic oscillators (VCOs). Beyond the modeling of the active device, the description of the passive elements is a key issue. Therefore, a library for coplanar elements has been developed, which covers the common discontinuities (T-junction, air bridges, ...). The models are derived by means of electromagnetic simulation and verified by measurements.

HBT modeling for GaAs and SiGe

Accurate large-signal HBT modeling is an indispensable tool for circuit design. In order to account for the specific behaviour of III-V HBTs, a new model was developed based on the GUMMEL-POON description. Two effects are most important to accurately simulate these HBTs. The first one is self-heating, the second one is the current dependence of the transit frequency, caused by high current injection into the collector.

Briefly, the FBH HBT model features:

• partition of intrinsic and extrinsic base-collector diode
• non-ideal base currents
• self-heating and thermal interaction (by a thermal port)
• current-dependence of base-collector capacitance and collector transit time
• base-emitter and base-collector break-down
• enhanced noise model: improved for 1/f range as well as for RF range of frequency
• scaling with transistor size
• unambiguous analytic parameter extraction from measurements

At the FBH, it is in routine use with in-house and commercial GaAs, InP-based, and Si/SiGe HBTs. Beyond this, it is installed already on several sites worldwide. The Verilog-A code including documentation can be downloaded subject to the following copyright information and disclaimer. Furthermore, the model is available upon request as a Design Kit for ADS, and in source code.

Fuentes: http://wapedia.mobi/en/MMIC; http://www.fbh-berlin.com/departments/microwave-department/circuit-design

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German Martinez Duarte
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Aplicaciones de los HBT's en al Actualidad

LA PANTALLA LCD MÁS PEQUEÑA DEL MUNDO, HA SIDO CREADA POR KOPIN CORPORATION Y TIENE 0,27 PULGADAS

 La compañía estadounidense  KOPIN Corporation Inc. ha anunciado el desarrollo de la pantalla LCD VGA más pequeña del mundo, pues solo tiene 0,27 pulgadas, a todo color y con una resolución de 640 x 480 píxeles. 

 

                 Kopin Corporation Inc., cuya sede corporativa se encuentra en Taunton, Massachusetts, EE.UU. y tiene centros en Japón, Corea, China y Taiwan,  es una empresa líder en el desarrollo de microdisplays para consumo y aplicaciones militares. Sus ultras pequeñas pantallas de cristal líquido (LCD) y sus transistores bipolares de heterounión abrupta (HBTs) están revolucionando la forma en que las personas de todo el mundo ven, escuchan y se comunican. Kopin ha suministrado más de 20 millones de microdisplays para el mercado del consumo y de las aplicaciones militares, incluyendo cámaras digitales, gafas personales de vídeo, miras térmicas de visión norturna y un largo etc. 

                 Pero volvamos sobre esta increible pequeña pantalla. Su tamaño se ha conseguido por  la reducción de los puntos de color de 2,9 x 8,7 µm a 3,75 x 11,25 µm, pantallas de resolución 2.048 x 2.048 píxeles, más pequeñas que un sello de correos. Es claro que no hay un ser humano que pueda apreciar una resolución tan impresionante con tan poco espacio, pero sus aplicaciones van por otros derroteros, como por ejemplo, proyectores de alta definición. lo que supone un paso fundamental  hacia la creación de

                  La compañía Kopin  ha comunicado también a través del Dr. John C.C. Fan, Presidente y Funcionario Ejecutivo Principal: "Utilizando el mismo tamaño de punto de color, podemos crear pantallas SVGA (800 x 600 píxeles) con una diagonal de 0,34 pulgadas, XGA (1024 x 768 píxeles) con una diagonal de 0,44 pulgadas, y SXGA (1280 x 1024 píxeles) con una diagonal de 0,56 pulgadas. Estas pantallas ultra-compactas serán ideales para la alta gama de cámaras fotográficas digitales que requieren visores electrónicos de alta resolución".

Fuente: http://www.gruponeva.es/blog/noticia/1825/la-pantalla-lcd-mas-pequena-del-mundo-ha-sido-creada-por-kopin-corporation-y-tiene-027-pulgadas.html

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German Martinez Duarte
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Fabricación de BJT's

Describiremos la fabricación del BJT planar para circuitos monolíticos mediante los procesos tratados. Para seguir la secuencia de fabricación nos concentraremos en la construcción de dos transistores npn en la fuente de corriente. También analizaremos la fabricación de resistencias. 3.1- Fabricación de Transistores Una vez preparada la oblea, el sustrato tipo p, se crece una capa epitaxial tipo n, tal como se ve en la Figura 1. Esta capa forma las regiones de colector de los transistores. Seguidamente se deposita una capa de oxido para cubrir la superficie. Ahora deben aislarse entre sí las regiones de ambos transistores. Para ello se forman tres ventanas en el SiO2 mediante fotolitografía y corrosión. Se difunde una región p+ en la capa epitaxial expuesta hasta que alcance el sustrato. Este proceso establece una isla aislada alrededor de cada transistor como se ve en la figura 3.1. El aislamiento eléctrico se consigue conectando el sustrato a la tensión más negativa del circuito. Con esto se garantiza que la unión pn entre los colectores y el sustrato permanezca con dolarización inversa. Una vez completada la difusión de aislamiento se recubre nuevamente la oblea con una capa de SiO2. Con una nueva mascara se forman las ventanas en las que se difunden las bases de tipo p como se ve en la figura 3.1(d), quedando definidas las regiones de las bases en la vista de la figura 3.1(e). Se recrece una capa de SiO2 para cubrir la oblea después de la difusión de la base. Con una tercera mascara y un proceso de corrosión se elimina el SiO2 como preparación para la difusión superficial de emisor figura 3.1(f). Obsérvese que también se difunde una región n+ en la región de colector de cada transistor. Aquí se hace el contacto en el aluminio del colector, y la zona n+ contribuye a formar un buen contacto óhmico. Después de la difusión de colector se crece otra capa de SiO2 sobre la superficie de la oblea. El ultimo paso del proceso es la mentalización. La capa de oxido se graba con una cuarta mascara para descubrir la oblea allá donde se deseen los contactos. Para recubrir toda la superficie se vaporiza aluminio, cuyos sobrantes se eliminan químicamente con una 6a mascara dejando los contactos y las conexiones deseadas. En la sección transversal de la figura 3.1(g) y en la vista superior de la figura 3.1(h) puede verse el resultado de esta secuencia. La figura 3.1(g) es idéntica a la figura 3.1(a) para Q1 y Q2. Las dimensiones señaladas en la figura 3.1 son las típicas empleadas en la fabricación comercial de BJT de pequeña geometría. Al construirse ambos transistores simultáneamente y físicamente próximos, sus características eléctricas son prácticamente idénticas. Para fabricar transistores con propiedades eléctricas distintas, normalmente se modifica la geometría del dispositivo. En particular para obtener BJT de mayor corriente por aumento de IES, se aumenta la superficie del emisor, con lo que todo el dispositivo queda aumentado. Empíricamente se acostumbra a limitar a 10:1 la relación entre las superficies de emisor de transistores muy próximos entre sí, y ello debido a las limitaciones del proceso de difusión. En la fabricación de circuitos integrados comerciales corrientemente se emplea la implantación de iones en las zonas de emisor y de base. Estas regiones son muy tenues y puede regularse mejor su espesor mediante la implantación. Además como la implantación se realiza a menor temperatura que la difusión se minimiza el inconveniente de la difusión lateral de base y emisor.

En esta ultima figura se puede observar que la capa de SiO2 se supone transparente para que sean visibles las regiones de base, emisor y colector. Las dimensiones señaladas son las normales en los circuitos integrados CI comerciales modernos. 3.2- Capa Enterrada La fabricación del BJT indicada en la figura 3.1 casi siempre se modifica añadiendo un nuevo paso al proceso como en la figura 3.2. Las dos regiones n+ conocidas como capa enterrada, entre las capas n y p se depositan antes del crecimiento epitaxial. Recuérdese que con el símbolo n+ se designa una región n con mayor concentración de dopado que otra designada simplemente como de tipo n. La utilización de las regiones n+ cumple dos funciones: (1) mejora la formación de la capa epitaxial; (2) la mayor densidad de electrones en la capa n+ reduce la resistencia en serie entre la unión de colector y el terminal del propio colector.

3-3Fabricación del TR pnp

tales transistores mas corrientemente empleados son el pnp lateral y el pnp vertical. En la figura 3.2 puede apreciarse que la base, el colector y la región aislada forman un transistor pnp parásito. El termino lateral se refiere al hecho de que los tres elementos están ubicados en un plano horizontal contrariamente al plano vertical de los transistores npn. Análogamente un dispositivo pnp vertical parásito se forma por la base y el colector del transistor npn y el sustrato del tipo p. Estas observaciones conducen a la fabricación de los tipos de transistores pnp empleados en circuitos integrados. El pnp lateral, cuya sección transversal es el de la figura 3.3 se forma implantando las regiones tipo p de emisor y de colector al mismo tiempo que se fabrican las bases de dispositivos npn. Asimismo se forman simultáneamente el contacto n+ de base del transistor pnp y los emisores n+ del BJT npn. Así vemos que tanto los transistores npn como los pnp se fabrican según las mismas secuencias del proceso. Todo lo que se necesitan para el pnp son ventanas adicionales en las mascaras. El transistor lateral pnp tiene un valor de βF considerablemente menor que el del npn. Esto es debido a que el emisor de tipo p no puede inyectar portadores minoritarios en la base tipo n con la misma eficacia que lo hace el emisor tipo n+ en la base tipo p de un BJT npn. Además la mayor área de la base y el hecho de que algunos de los huecos inyectados migren hacia el sustrato hace que disminuya el numero de huecos que llegan al colector. Por tanto los transistores pnp laterales se emplean en circuitos con poca corriente de colector. El transistor pnp vertical se emplea donde se requieran mayores corrientes y potencias. En la figura 3.4 esta representado este dispositivo y en ella se ve que también puede fabricarse simultáneamente y con los mismos procesos empleados para los transistores npn. Los dos pasos simultáneos son: (1) la fabricación de las regiones p de emisor del transistor pnp y las bases de los npn. y (2) la fabricación de la región n+ de base del sustrato pnp y los emisores de los transistores npn. El sustrato debe conectarse a la tensión más negativa del circuito. Por tanto un transistor pnp vertical solo se puede utilizar si su colector esta a una tensión negativa fijada. A esta configuración se le denomina seguidor de emisor y será comentada mas adelante. 3.3.1- Transistor Parásito Cuando se usa el transistor básico como diodo aparece un transistor parásito cuyo colector es el sustrato, la capa epitaxial es la base y la base tipo p es el emisor. En la figura 3.5(a) se muestra el circuito equivalente de este transistor parásito. Aunque su estructura hace que sea un dispositivo muy ineficaz.

Fuente: http://www.edutecne.utn.edu.ar/microelectronica/03-FABRICACION%20DE%20TRANSISTORES%20BIPOLARES.pdf
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German Martinez Duarte
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Microwave and Components

MICROWAVE COMPONENTS

Microwave energy is used in both radar and communications applications. The fact that the frequencies are very high and the wavelengths very short presents special problems in circuit design. Components that were previously satisfactory for signal generation and amplification use are no longer useful in the microwave region. The theory of operation for these components is discussed in this chapter. Because the theory of operation is sometimes difficult to understand, you need to pay particular attention to detail as you study this chapter. It is written in the simplest manner possible while retaining the necessary technical complexity.

MICROWAVE TUBE PRINCIPLES

The efficiency of conventional tubes is largely independent of frequency up to a certain limit. When frequency increases beyond that limit, several factors combine to rapidly decrease tube efficiency. Tubes that are efficient in the microwave range usually operate on the theory of VELOCITY MODULATION, a concept that avoids the problems encountered in conventional tubes. Velocity modulation is more easily understood if the factors that limit the frequency range of a conventional tube are thoroughly understood. Therefore, the frequency limitations of conventional tubes will be discussed before the concepts and applications of velocity modulation are explained.

Frequency Limitations of Conventional Tubes

Three characteristics of ordinary vacuum tubes become increasingly important as frequency rises. These characteristics are interelectrode capacitance, lead inductance, and electron transit time.

The INTERELECTRODE CAPACITANCES in a vacuum tube, at low or medium radio frequencies, produce capacitive reactances that are so large that no serious effects upon tube operation are noticeable. However, as the frequency increases, the reactances become small enough to materially affect the performance of a circuit. For example, in figure 2-1, view (A), a 1-picofarad capacitor has a reactance of 159,000 ohms at 1 megahertz. If this capacitor was the interelectrode capacitance between the grid and plate of a tube, and the rf voltage between these electrodes was 500 volts, then 3.15 milliamperes of current would flow through the interelectrode capacitance. Current flow in this small amount would not seriously affect circuit performance. On the other hand, at a frequency of 100 megahertz the reactance would decrease to approximately 1,590 ohms and, with the same voltage applied, current would increase to 315 milliamperes (view (B)). Current in this amount would definitely affect circuit performance.

 

Figure 2-1A. - Interelectrode capacitance in a vacuum tube. 1 MEGAHERTZ

Figure 2-1B. - Interelectrode capacitance in a vacuum tube. 100 MEGAHERTZ

Figure 2-1C. - Interelectrode capacitance in a vacuum tube. INTERELECTRODE CAPACITANCE IN A TUNED-PLATE TUNED-GRID OSCILLATOR

A good point to remember is that the higher the frequency, or the larger the interelectrode capacitance, the higher will be the current through this capacitance. The circuit in figure 2-1, view (C), shows the interelectrode capacitance between the grid and the cathode (Cgk) in parallel with the signal source. As the frequency of the input signal increases, the effective grid-to-cathode impedance of the tube decreases because of a decrease in the reactance of the interelectrode capacitance. If the signal frequency is 100 megahertz or greater, the reactance of the grid-to-cathode capacitance is so small that much of the signal is short-circuited within the tube. Since the interelectrode capacitances are effectively in parallel with the tuned circuits, as shown in views (A), (B), and (C), they will also affect the frequency at which the tuned circuits resonate.

Another frequency-limiting factor is the LEAD INDUCTANCE of the tube elements. Since the lead inductances within a tube are effectively in parallel with the interelectrode capacitance, the net effect is to raise the frequency limit. However, the inductance of the cathode lead is common to both the grid and plate circuits. This provides a path for degenerative feedback which reduces overall circuit efficiency.

A third limitation caused by tube construction is TRANSIT TIME. Transit time is the time required for electrons to travel from the cathode to the plate. While some small amount of transit time is required for electrons to travel from the cathode to the plate, the time is insignificant at low frequencies. In fact, the transit time is so insignificant at low frequencies that it is generally not considered to be a hindering factor. However, at high frequencies, transit time becomes an appreciable portion of a signal cycle and begins to hinder efficiency. For example, a transit time of 1 nanosecond, which is not unusual, is only 0.001 cycle at a frequency of 1 megahertz. The same transit time becomes equal to the time required for an entire cycle at 1,000 megahertz. Transit time depends on electrode spacing and existing voltage potentials. Transit times in excess of 0.1 cycle cause a significant decrease in tube efficiency. This decrease in efficiency is caused, in part, by a phase shift between plate current and grid voltage.

If the tube is to operate efficiently, the plate current must be in phase with the grid-signal voltage and 180 degrees out of phase with the plate voltage. When transit time approaches 1/4 cycle, this phase relationship between the elements does not hold true. A positive swing of a high-frequency grid signal causes electrons to leave the cathode and flow to the plate. Initially this current is in phase with the grid voltage. However, since transit time is an appreciable part of a cycle, the current arriving at the plate now lags the grid-signal voltage. As a result, the power output of the tube decreases and the plate power dissipation increases. Another loss of power occurs because of ELECTROSTATIC INDUCTION.

The electrons forming the plate current also electrostatically induce potentials in the grid as they move past it. This electrostatic induction in the grid causes currents of positive charges to move back and forth in the grid structure. This back and forth action is similar to the action of hole current in semiconductor devices. When transit-time effect is not a factor (as in low frequencies), the current induced in one side of the grid by the approaching electrons is equal to the current induced on the other side by the receding electrons. The net effect is zero since the currents are in opposite directions and cancel each other. However, when transit time is an appreciable part of a cycle, the number of electrons approaching the grid is not always equal to the number going away. As a result, the induced currents do not cancel. This uncancelled current produces a power loss in the grid that is considered resistive in nature. In other words, the tube acts as if a resistor were connected between the grid and the cathode. The resistance of this imaginary resistor decreases rapidly as the frequency increases. The resistance may become so low that the grid is essentially short-circuited to the cathode, preventing proper operation of the tube.

Several methods are available to reduce the limitations of conventional tubes, but none work well when frequency increases beyond 1,000 megahertz. Interelectrode capacitance can be reduced by moving the electrodes further apart or by reducing the size of the tube and its electrodes. Moving the electrodes apart increases the problems associated with transit time, and reducing the size of the tube lowers the power-handling capability. You can see that efforts to reduce certain limitations in conventional tubes are compromises that are often in direct opposition to each other. The net effect is an upper limit of approximately 1,000 megahertz, beyond which conventional tubes are not practical.

Fuente: http://www.fnrf.science.cmu.ac.th/theory/microwave/

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German Martinez Duarte
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Turning Varactors

Introduction

Tuning varactors are voltage variable capacitors designed to provide electronic tuning of oscillators and filters.
The two semiconductor materials used are silicon and gallium arsenide. Silicon typically offers lower manufacturing cost, while gallium arsenide diodes provide higher Q and may be used at higher microwave frequencies.
Within the general family of tuning varactors, there are several major categories, each designed for particular consideration of application and cost.
Circuit tuning requirements will define the appropriate device capacitance versus voltage curve and specific material doping gradients.
Explanations of the various material gradients are as follows:

Abrupt Junction: As processing techniques improved and new ones developed, it became
possible to obtain uniformly doped profiles, which resulted in inverse square root dependence. This type is called Abrupt Junction and is presently
most commonly used.

Hyperabrupt: Many applications require a linear or nearly linear variation of frequency with
applied control voltage. The inverse square root dependence of the Abrupt Junction design provides an inherent inverse fourth root frequency dependence, most decidedly non-linear. To provide linearity, it is necessary to add a linearizer or buffer logic stage to convert the applied control signal to a non-linear diode bias voltage, compensating for the C-V curve of the diode.

This results in complexity, cost and inherently slower modulation
capability. To remedy this problem, newer forms of C-V curves were developed. They were all called hyperabrupt diodes and were designed to produce a C-V variation that had, at least over a sometimes small portion of the curve, an inverse square law. This provides a narrow band linear frequency variation.

The first hyperabrupts made used ionimplantation to create the special nonuniform doping
required. This technique results in excellent uniformity and reliability, and inherent low cost, together with large capacitance swings. Unfortunately, the
laws of physics result in substantial reduction in Q, as compared to abrupt junction design, with the result being that hyperabrupt diodes can be used only at lower microwave frequencies, up to a few GHz at best.
Linear Tuning: Aeroflex / Metelics has developed a state of the art Tuning Varactor using new
techniques for producing computer controlled variable epitaxial layer doping, (the epitaxial layer is the "active" part of a tuning varactor). This new diode has > square law C-V variation over its entire tuning range, providing direct linear tuning over more than one octave. In addition, Q is substantially higher than in ion implantation hyperabrupts..
Figures 1, 2, and 3 (on the next page) show C-V curves, Q and frequencyvoltage curves for abrupt, implanted and linear diodes, in each case for a Cj- 4 = 1.0 pF diode.
There are many design variations within each class, and the curves are indicative, rather than
specific.

Mathematical Model

A varactor diode is a P-N junction diode that changes its capacitance and the series resistance as the bias applied to the diode is varied. The property of capacitance change is utilized to achieve a change in the frequency and/or the phase of an electrical circuit. A simple mathematical model of a packaged varactor diode is shown below.

In the above figure, Cj (V) is the variable junction capacitance of the diode die and Rs (V) is the variable series resistance of the diode die. Cp is the fixed parasitic capacitance arising from the installation of the die in a package. Contributors to the parasitic capacitance are the package material, geometry and the bonding wires or ribbons. These factors also contribute to the parasitic inductance Lp. The contribution to the series resistance from the packaging is very small and may be ignored. Variation of the junction capacitance and the junction series resistance as a function of applied reverse voltage is reported in the individual varactor data sheets of this catalog.

Silicon Versus Gallium Arsenide

While it is true that gallium arsenide diodes typically have higher Q than silicon diodes, this doesn't necessarily result in better performance. It would be expected that substituting gallium arsenide tuning diodes for silicon ones in a VCO would result in better FM noise because of the higher Q. Instead, the FM noise usually gets worse due to up-conversion of surface noise. There is no known passivation for gallium arsenide which limits surface states and the associated "1/f " noise, like thermal does in the case of silicon.
For this reason, thermal oxide passivation silicon is a better choice for high power or wide band VCO's than gallium arsenide, if FM noise is a consideration.
Another reason for choosing silicon is the poor stability record of gallium arsenide diodes. Because of its higher thermal resistance, gallium arsenide does not settle as fast as silicon diodes in fast VCO's and the high surface state density in GaAs results in significant long-term drift compared to silicon.

Nota de Aplicación. Aeroflex Metelics
Fuente: http://www.ifrsys.com/AMS/Metelics/pdfiles/AN_TV.pdf
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German Martinez Duarte
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Diodos Semiconductores

                            La resistencia como dispositivo lineal

Antes de ver el diodo vamos a repasar las características de la resistencia.

La resistencia de carbón típica está formada por polvo de carbón machacado. Son importantes las dimensiones del carbón.

Para analizar el comportamiento de esa resistencia la polarizaremos primero en directa y luego en inversa. Se toman los valores con un Amperímetro y un Voltímetro y se representa la I en función de V, con lo que tendremos el comportamiento de la resistencia.

Si polarizo al revés las ecuaciones son las mismas, pero las corrientes y las tensiones son negativas.

Entonces al final nos quedará de la siguiente forma:

A esta representación se le llama "Curva Característica" y es una recta, por ello se dice que la resistencia es un "Elemento Lineal". Es más fácil trabajar con los elementos lineales porque sus ecuaciones son muy simples.

La Curva Característica Del Diodo

Analizamos de la misma forma el diodo:

Se le van dando distintos valores a la pila y se miden las tensiones y corrientes por el diodo, tanto en directa como en inversa (variando la polarización de la pila). Y así obtenemos una tabla que al ponerla de forma gráfica sale algo así:

El diodo como dispositivo no lineal

Esta es la curva característica del diodo (un diodo se comporta de esa forma). Como no es una línea recta, al diodo se le llama "Elemento No Lineal" ó "Dispositivo No Lineal", y este es el gran problema de los diodos, que es muy difícil trabajar en las mallas con ellos debido a que sus ecuaciones son bastante complicadas.

La ecuación matemática de esta curva es:

En directa, a partir de 0.7 V la corriente aumenta mucho, conduce mucho el diodo y las corrientes son muy grandes. Debido a estas corrientes grandes el diodo podría romperse, por eso hay que tener cuidado con eso (como máximo se tomará 0.8 V ó 0.9 V).

En inversa tenemos corrientes negativas y pequeñas.

A partir de -1 V se puede despreciar la y queda aproximadamente I = -I_s, que es muy pequeña aunque no se ha tenido en cuenta la corriente de fugas, con ella sería:

 I = -( I_s + I_f )

A partir de -1 V si no hubiera I_f tendríamos una corriente pequeña y horizontal pero como hay fugas que son proporcionales a la tensión inversa, bajando poco a poco.

Si sigo aumentando la tensión inversa puede ocurrir la ruptura a la tensión de ruptura, en este ejemplo a  V_R = -50 V aparece la avalancha y ya la ecuación no vale, es otra distinta:

Y aquí el diodo se destruye a no ser que sea uno preparado (un diodo zener).

Al punto en el que se vence la barrera de potencial se le llama codo. La "Barrera de Potencial" ó "Tensión Umbral" es el comienzo del codo, a partir de ahí conduce mucho el diodo en directa.

La zona directa

En la zona directa tenemos dos características importantes:

• Hay que vencer la barrera de potencial (superar la tensión umbral V_) para que conduzca bien en polarización directa (zona directa).
• Aparece una resistencia interna (el diodo se comporta aproximadamente como una resistencia).

Tensión Umbral

Como ya se ha dicho antes es el valor de la tensión a partir del cual el diodo conduce mucho. A partir de la Tensión Umbral ó Barrera de Potencial la intensidad aumenta mucho variando muy poco el valor de la tensión.

Resistencia Interna

A partir de la tensión umbral se puede aproximar, esto es, se puede decir que se comporta como una resistencia.

La zona n tiene una resistencia y la zona p otra resistencia diferente:

Ejemplo:  1N4001    r_p= 0.13       r_n = 0.1 

La resistencia interna es la suma de la resistencia en la zona n y la resistencia en la zona p.

Y la pendiente de esa recta será el inverso de esta resistencia interna.

Como la resistencia interna es pequeña, la pendiente es muy grande, con lo que es casi una vertical, esto es, conduce mucho.

Resumiendo hemos visto que tenemos:

Máxima corriente continua en polarización directa

Es el mayor valor de corriente permitido en la característica del diodo:

Ejemplo:  1N4001    I_Fmáx = 1 A (F = forward (directa))

Resistencia para limitación de corriente

En circuitos como el de la figura, hay que poner una resistencia porque sino el diodo se estropearía fácilmente.

Esto se ve dándole valores a la pila, y viendo las intensidades que salen, que a partir de 0.7 V (suponiendo que el diodo es de silicio) aumentan mucho como se ve claramente en la gráfica de la característica del diodo.

Entonces se pone una resistencia para limitar esa corriente que pasa por el diodo, como se ve en la figura:

Se calcula la resistencia para limitar la corriente, para que no aumente a partir de 1 A por ejemplo.

Disipación máxima de potencia

La máxima corriente y la máxima potencia están relacionados. Como ocurre con una resistencia, un diodo tiene una limitación de potencia que indica cuanta potencia puede disipar el diodo sin peligro de acortar su vida ni degradar sus propiedades. Con corriente continua, el producto de la tensión en el diodo y la corriente en el diodo es igual a la potencia disipada por éste.

Normalmente en diodos rectificadores no se suele emplear la limitación máxima de potencia, ya que toda la información acerca de la destrucción del diodo (por calor) ya esta contenida en el límite máximo de corriente.

Ejemplo: 1N4001 

En la hoja de características indica una corriente máxima con polarización directa I_o de 1 A. Siempre que la corriente máxima con polarización directa sea menor que 1 A, el diodo no se quemará.

La potencia que se disipa en el diodo en forma de calor.

Como ya se ha dicho no se debe pasar de ese valor de potencia.

La zona inversa

En polarización inversa teníamos una  corriente que estaba formada por la suma de los valores de la corriente I_s y la corriente de fugas I_f:

Hay que tener cuidado, no hay que llegar a V_R porque el diodo se rompe por avalancha (excepto si es un Zener).

Modelos equivalentes lineales aproximados del diodo

Existen tres aproximaciones muy usadas para los diodos de silicio, y cada una de ellas es útil en ciertas condiciones.

1ª Aproximación (el diodo ideal)

La exponencial se aproxima a una vertical y una horizontal que pasan por el origen de coordenadas. Este diodo ideal no existe en la realidad, no se puede fabricar por eso es ideal.

Polarización directa: Es como sustituir un diodo por un interruptor cerrado.

Polarización inversa: Es como sustituir el diodo por un interruptor abierto.

Como se ha visto, el diodo actúa como un interruptor abriéndose o cerrándose dependiendo si esta en inversa o en directa. Para ver los diferentes errores que cometeremos con las distintas aproximaciones vamos a ir analizando cada aproximación.

Ejemplo:

En polarización directa:

2ª Aproximación

La exponencial se aproxima a una vertical y a una horizontal que pasan por 0,7 V (este valor es el valor de la tensión umbral  para el silicio, porque suponemos que el diodo es de silicio, si fuera de germanio se tomaría el valor de 0,2 V).

El tramo que hay desde 0 V y 0,7 V es en realidad polarización directa, pero como a efectos prácticos no conduce, se toma como inversa. Con esta segunda aproximación el error es menor que en la aproximación anterior.

Polarización directa: La vertical es equivalente a una pila de 0,7 V.

Polarización inversa: Es un interruptor abierto.

Ejemplo: Resolveremos el mismo circuito de antes pero utilizando la segunda aproximación que se ha visto ahora. Como en el caso anterior lo analizamos en polarización directa:

Como se ve estos valores son distintos a los de la anterior aproximación, esta segunda aproximación es menos ideal que la anterior, por lo tanto es más exacta, esto es, se parece más al valor que tendría en la práctica ese circuito.

3ª Aproximación

La curva del diodo se aproxima a una recta que pasa por 0,7 V y tiene una pendiente cuyo valor es la inversa de la resistencia interna.

El estudio es muy parecido a los casos anteriores, la diferencia es cuando se analiza la polarización directa:

Ejemplo: En el ejemplo anterior usando la 3ª aproximación, tomamos 0,23   como valor de la resistencia interna.

Esta tercera aproximación no merece la pena usarla porque el error que se comete, con respecto a la segunda aproximación, es mínimo. Por ello se usará la segunda aproximación en lugar de la tercera excepto en algún caso especial.

Como elegir una aproximación

Para elegir que aproximación se va a usar se tiene que tener en cuenta, por ejemplo, si son aceptables los errores grandes, ya que si la respuesta es afirmativa se podría usar la primera aproximación. Por el contrario, si el circuito contiene resistencias de precisión de una tolerancia de 1 por 100, puede ser necesario utilizar la tercera aproximación. Pero en la mayoría de los casos la segunda aproximación será la mejor opción.

La ecuación que utilizaremos para saber que aproximación se debe utilizar es esta:

Fijándonos en el numerador se ve que se compara la V_S con 0.7 V. Si V_S es igual a 7 V, al ignorar la barrera de potencial se produce un error en los cálculos del 10 %, si V_S es 14 V un error del 5 %, etc...

Si se ve el denominador, si la resistencia de carga es 10 veces la resistencia interna, al ignorar la resistencia interna se produce un error del 10 % en los cálculos. Cuando la resistencia de carga es 20 veces mayor el error baje al 5 %, etc...

En la mayoría de los diodos rectificadores la resistencia interna es menor que 1 , lo que significa que la segunda aproximación produce un error menor que el 5 % con resistencias de carga mayores de 20 . Por eso la segunda aproximación es una buena opción si hay dudas sobre la aproximación a utilizar. Ahora veremos una simulación  para un ejemplo concreto de uso de estas aproximaciones.

Variables dependientes e independientes

Cualquier circuito tiene variables independientes (como tensiones de alimentación y resistencias en las ramas) y variables dependientes (tensiones en las resistencias, corrientes, potencias, etc.). Cuando una variable independiente aumenta, cada una de las variables dependientes responderá, normalmente, aumentando o disminuyendo. Si se entiende cómo funciona el circuito, entonces se será capaz de predecir si una variable aumentará o disminuirá.

Ejemplo:

Si se analiza la resistencia R_L y la tensión V_S, se ve que los valores que se desean son de 1 k  y 10 V en este caso, a estos se les llama "valores nominales", pero los valores reales se rigen por unas tolerancias, que son unos rangos de valores no un valor fijo. El diodo también puede variar su valor de tensión umbral.

Pero estas tres variables (R_L, V_S y V_j) dependen de la fabricación, estos es dependen de si mismas, son "variables independientes". Por otro lado están las "variables dependientes", que dependen de las tres variables anteriores, que son: V_L, I_L, P_D, P_L y P_T. Estos queda reflejado en la siguiente tabla:

Hoja de características de un diodo

La mayor parte de la información que facilita el fabricante en las hojas de características es solamente útil para los que diseñan circuitos, nosotros solamente estudiaremos aquella información de la hoja de características que describe parámetros que aparecen en este texto.

Tensión inversa de ruptura

Estudiaremos la hoja de características del diodo 1N4001, un diodo rectificador empleado en fuentes de alimentación (circuitos que convierten una tensión alterna en una tensión continua).

La serie de diodos del 1N4001 al 1N4007 son siete diodos que tienen las mismas características con polarización directa, pero en polarización inversa sus características son distintas.

Primeramente analizaremos las "Limitaciones máximas" que son estas:

Estos tres valores especifican la ruptura en ciertas condiciones de funcionamiento. Lo importante es saber que la tensión de ruptura para el diodo es de 50 V, independientemente de cómo se use el diodo. Esta ruptura se produce por la avalancha y en el 1N4001 esta ruptura es normalmente destructiva.

Corriente máxima con polarización directa

Un dato interesante es la corriente media con polarización directa, que aparece así en la hoja de características:

Indica que el 1N4001 puede soportar hasta 1 A con polarización directa cuando se le emplea como rectificador. Esto es, 1 A es el nivel de corriente con polarización directa para el cual el diodo se quema debido a una disipación excesiva de potencia. Un diseño fiable, con factor de seguridad 1, debe garantizar que la corriente con polarización directa sea menor de 0,5 A en cualquier condición de funcionamiento.

Los estudios de las averías de los dispositivos muestran que la vida de éstos es tanto más corta cuanto más cerca trabajen de las limitaciones máximas. Por esta razón, algunos diseñadores emplean factores de seguridad hasta de 10:1, para 1N4001 será de 0,1 A o menos.

Caída de tensión con polarización directa

Otro dato importante es la caída de tensión con polarización directa:

Estos valores están medidos en alterna, y por ello aparece la palabra instantáneo en la especificación. El 1N4001 tiene una caída de tensión típica con polarización directa de 0,93 V cuando la corriente es de 1 A y la temperatura de la unión es de 25 ºC.

Corriente inversa máxima

En esta tabla esta la corriente con polarización inversa a la tensión continua indicada (50 V para un 1N4001).

Esta corriente inversa incluye la corriente producida térmicamente y la corriente de fugas superficial. De esto deducimos que la temperatura puede ser importante a la hora del diseño, ya que un diseño basado en una corriente inversa de 0,05 A trabajará muy bien a 25 ºC con un 1N4001 típico, pero puede fallar si tiene que funcionar en medios donde la temperatura de la unión alcance los 100 ºC.

Comprobación y detección de averías

El óhmetro es la herramienta adecuada para saber el estado de un diodo. Se mide la resistencia en continua del diodo en cualquier dirección y después se invierten los terminales efectuándose la misma medición. La corriente con polarización directa dependerá de la escala en la que se emplee el ohmétro, lo que significa que se obtendrán distintas lecturas en intervalos diferentes. Sin embargo, lo que hay que buscar principalmente es una diferencia de resistencia inversa a directa muy alta. Para los diodos de silicio comúnmente empleados en la electrónica la razón debe ser mayor que 1.000:1.

En el uso del óhmetro para probar diodos lo único que se desea saber es si el diodo tiene una resistencia pequeña con polarización directa y grande con polarización inversa. Los problemas que pueden surgir son:

• Resistencia muy pequeña en ambas direcciones: diodo en cortocircuito.
• Resistencia muy grande en ambas direcciones: diodo en circuito abierto.
• Resistencia pequeña en inversa: diodo con fugas

Cómo calcular la resistencia interna r_B

Para analizar con precisión un circuito con diodos se necesita saber la resistencia interna del diodo. Este valor generalmente no viene dado por separado en las hojas de características, pero traen información suficiente para calcularla. La formula para calcular la resistencia interna es:

El punto 1 puede ser el punto umbral.

Ejemplo:1N4001

De la hoja de características conseguimos los valores de la tensión con polarización directa (0,93 V) para un valor de la corriente de 1 A y la tensión umbral es de 0,7 V para una corriente aproximadamente cero.

Resistencia en continua de un diodo

Siempre que se habla de continua, se quiere decir que es estática, que nunca cambia, es una "Resistencia Estática". En la zona de polarización directa se simboliza con R_F y en la zona de polarización inversa con R_R.

Lo estudiaremos para el diodo 1N914:

Resistencia con polarización directa

En cada punto tenemos una resistencia distinta, esa resistencia es el equivalente del diodo en polarización directa para esos valores concretos de intensidad y tensión.

Si comparamos este valor de resistencia con la resistencia interna:

Como los 3 puntos tiene la misma pendiente quiere decir que para los 3 puntos el modelo es el mismo. Entonces la R_F anterior no es útil porque varía, pero la r_B no varía y por eso esta es la resistencia que se utiliza.

Resistencia con polarización inversa

Exageramos la curva de la gráfica para verlo mejor:

Como en el caso anterior en cada punto tenemos una recta, por lo tanto un R_R (_R = Reverse, inversa)  para cada punto.

Como es un valor muy grande, más o menos se puede considerar infinito (idealmente circuito abierto).

Este valor no es útil, no se utiliza para hacer modelos o mallas, pero de forma práctica en el laboratorio puede ser útil (el polímetro marca la resistencia estática y se puede utilizar para detectar averías).

Rectas de carga

La recta de carga es una herramienta que se emplea para hallar el valor de la corriente y la tensión del diodo. Las rectas de carga son especialmente útiles para los transistores, por lo que más adelante se dará una explicación más detallada acerca de ellas.

Estas son las distintas formas de analizar los circuitos con diodos:

• Exacta por tanteo: Ecuación del diodo exponencial y ecuación de la malla.
• Modelos equivalentes aproximados: 1ª aproximación, 2ª aproximación y 3ª aproximación.
• de forma gráfica: Recta de carga.

Hasta ahora hemos visto las 2 primeras, la tercera forma de analizarlos es de forma gráfica, esto es calculando su recta de carga.

Si de la ecuación de la malla, despejamos la intensidad tenemos la ecuación de una recta, que en forma de gráfica sería:

A esa recta se le llama "recta de carga" y tiene una pendiente negativa.

El punto de corte de la recta de carga con la exponencial es la solución, el punto Q, también llamado "punto de trabajo" o "punto de funcionamiento". Este punto Q se controla variando V_S y R_S.

Al punto de corte con el eje X se le llama "Corte" y al punto de corte con el eje Y se le llama "Saturación".

Problemas

Problema 1

Un diodo está en serie con una resistencia de 220. Si la tensión en la resistencia es de 4 V, ¿cuál es la corriente por el diodo? Si hemos aplicado la 2ª aproximación, ¿cuál es la potencia disipada en el diodo?

Solución:

Al tomar la 2ª aproximación el diodo es una pila de 0,7 V.

Problema 2

Calcular la corriente, la tensión y la potencia en la carga, así como la potencia del diodo y la potencia total para el circuito de la figura. Hacerlo utilizando los tres tipos de aproximaciones que existen.

Solución:

1ª aproximación

En esta aproximación el diodo es ideal, por lo tanto lo podemos sustituir por un cortocircuito, con lo que obtenemos las siguientes ecuaciones:

2ª aproximación

Aquí es diodo se sustituye por una pila de 0,7 V.

3ª aproximación

El diodo se sustituye por una pila de 0,7 V en serie con una resistencia de 0,23.

Fuente: http://www.profesormolina.com.ar/electronica/componentes/diodos/lab/curso/curso.htm
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German Martinez Duarte
CRF